概括
大多數使用DC-DC轉換器或電機逆變器的產品和設備都必須對市電交流電壓進行整流，例如，大多數工業設備（電機速度控製器、充電器、電信係統電源等）和常見的消費電子產品（白色家電、電視、電腦等）。
傳統的二極管橋式整流器是最常用的交流電壓整流解決方案。整流橋後麵常加功率因數控製器，以保證市電電流波形近似正弦波。然而，二極管橋式整流器無法控製浪湧電流。新型可控整流橋使用兩個可控矽整流器(SCR) 代替兩個二極管，可限製連接到電源時的浪湧電流。
本文介紹了幾種前端拓撲以及一些與混合橋式整流器和有效過壓保護相關的設計技巧。實驗結果證明，4 kV6 kV耐浪湧電壓設計易於實現，且成本不高。
浪湧電流限製方案（ICL）和待機功耗問題
二極管橋式整流器的缺點是它無法控製浪湧電流，因為直流輸出電容器在插入電源插座時會突然充電。
強大的浪湧電流會給係統帶來許多問題，例如保險絲故障、二極管等組件損壞以及電網上的電流應力過大。如果不限製浪湧電流，啟動電流上升很快，很容易達到穩態電流的10-20倍。因此，必須改善線路元件的參數，使其能夠在短時間內傳輸大電流。另外，線路電流的突然增加會引起電壓下降，電壓波動會降低其他負載的輸入功率。連接到同一線路的燈或顯示器會忽明忽暗，閃爍或閃爍。為了避免這些有害現象，IEC 61000-3-3電磁標準規定了最大允許電壓波動和最大允許浪湧電流。
為了滿足這個標準，常見的限流方法是使用定值電阻或熱敏電阻（圖1a中的RLIM）來限製電容器浪湧電流。熱敏電阻通常具有負溫度係數特性（NTC）。因此，熱敏電阻在低溫時即啟動時具有較大的阻抗，而在穩態時具有較小的阻抗。為了控製穩態時電阻器本身消耗的功率，需要選擇低阻值的電阻器。更好的解決方案是在電阻上並聯一個開關，形成旁路。當開關在穩定狀態下接通時，電流繞過電阻器。
該旁路開關通常使用機械繼電器（圖1a 中的S2）。該解決方案的缺點是RLIM電阻始終連接到市電線路，即使應用設備進入待機模式，它仍然向二極管整流橋供電。由於直流電容器(C) 仍處於充電狀態，因此存在待機功耗。為了減少功率損耗，需要在市電線路上串聯一個開關（圖1a中的S1）。當設備進入待機模式時，該開關打開，從而斷開二極管整流橋與線路的連接。
混合整流橋是一種更智能的浪湧電流限製解決方案，如圖1b 所示。采用可控矽（SCR）漸進式軟啟動，對輸出電容緩慢充電，限製浪湧電流。晶閘管在線路電壓的每個半周期結束時被激活，此時施加到電容器的電壓降低。通過逐漸減小可控矽的導通延遲，延長可控矽的導通時間，增加施加在直流電容器上的電能。
如果將一個電感器與線路串聯（圖1b 中的L），則該解決方案有效。在實際應用中，這個電感是免費的，因為大多數基於直流電橋的應用都有開關電源或電機逆變器，無論它們是什麼，都需要高頻開關濾波器。大多數EMI 濾波器都具有共模電感器，從而產生雜散差分電感。
該解決方案還需要一個輔助電源，在對直流輸出電容器充電之前為微控製器供電，確保晶閘管的軟啟動操作。
圖1: 基於電阻和繼電器的浪湧電流限製電路(a)和基於混合整流橋的浪湧電流限製電路(b)
因此，限製浪湧電流和控製待機損耗的總體解決方案是用兩個晶閘管代替限流電阻和兩個繼電器。與機械繼電器技術相比，半導體固態繼電器成本低廉，克服了機械繼電器的以下缺點：
線圈引起的控製電流消耗大
機械振動引起開關開路
機械接觸產生的噪音
易燃環境引起火災（開關電弧）
可靠性低（高直流電壓或電流下的繼電器切換操作）
前端保護過渡到浪湧電壓
與二極管整流橋一樣，混合整流橋也直接連接到市電插座。如果出現浪湧電壓，很可能會燒毀整流橋和PFC芯片（例如圖1中的旁路二極管D4）。
根據IEC61000-4-5標準中描述的抗浪湧衝擊實驗程序，必須施加不同相位角的正負浪湧電壓。
在電源峰值電壓期間施加正浪湧電壓
我們以90 相位角施加4KV 正浪湧電壓，如圖2 原理圖所示（不帶PFC）。為了模擬最惡劣的應用環境，我們為L 選擇2 H 電感，為C 選擇100 F 電容。晶閘管為兩個50A TN5050H-12WY，而D1、D2 和D4 二極管（PFC 旁路二極管）為STBR6012-Y 整流器。
在90 相位角時，T1 和D1 導通。由於PFC 電感器維持電壓，浪湧會增加電流並導致D4 導通。浪湧電流繞過二極管D4，以避免燒毀PFC 續流二極管(D3)。
圖2: 正浪湧電壓時的過流應力（原理圖，D4為PFC旁路二極管）
如圖2所示，浪湧期間，T1電流峰值達到1730A（D1和D4電流也達到該值）。電流脈衝寬度對應於30 s 長的半正弦波。該電流應力值遠低於STBR6012-Y和TN5050H-12WY的耐受範圍。
如果施加的浪湧電流高於晶閘管或二極管的電流承受能力，有兩種方法可以減少過電流（兩種方法可以一起使用） :
雖然提高差動電感有助於降低峰值電流，但也會略微增加過流脈衝寬度。
在線路輸入端增加變阻器，有利於減少峰值電壓對電路的影響，也能減少過流。
如圖2所示，浪湧電流使VDC輸出電壓升高至650V。該電壓反向施加到T2（因為當T1導通時，二極管D1也同時導通）和D2。因此，必須使用至少800V的器件，TN5050H-12WY和STBR6012-Y為1200V，具有較高的電壓裕度。
如果反向電壓超過晶閘管或二極管的耐受範圍，使用較大值的輸出電容或電阻與低內部寄生電容串聯可以更有效地控製浪湧電壓。
在電源峰值電壓期間施加負浪湧電壓
如果施加的負浪湧電壓處於90相位角，則混合整流橋的操作有點複雜。
圖3 顯示了這種情況下的電路切換順序：
A相：浪湧施加前混合整流橋正常工作，VAC為正電壓，T1和D1導通，線電流（IL，綠色虛線）從L流向N，經過T1， D1和輸出電容。
B相：施加負浪湧電壓，因此VAC極性變為負，這意味著負電流（紅色虛線）將從N流向L。
C階段：VAC電壓變為負值後，線電流減小。當IL電流過零時，D1關斷。這意味著現在整個線路電壓都施加到T2（VT2 紅色箭頭）。
C 相必須謹慎處理。事實上，如果電壓高於晶閘管的擊穿電壓，則可能會燒毀器件。
圖3: 90負浪湧電壓測試混合整流橋工作時序
基於Transil的保護機製
在可控矽的陽極和柵極之間連接一個過壓保護器件Transil（圖4）可以防止T2在C級被燒毀。在C階段，電壓將上升到Transil的擊穿電壓（VBR），觸發Transil二極管導通並向可控矽的柵極施加電流。然後，晶閘管導通。圖4描述了這個操作：
A相：在點1結束，VAC電壓變為負值。
B階段：在點2結束，線電流和電壓過零。
C階段：T2在點3導通，電壓高於Transil擊穿電壓，施加到T2的最大電壓限製為430V。然後D2也導通，施加浪湧並對輸出電容充電。
D階段在點4之後開始。浪湧電流通過T2、D2和D4施加到輸出電容器。 T1和D1關閉
圖4: 基於TN5050H-12WY可控矽的混合整流橋901kV負浪湧電壓測試
我們選擇了1,5KE400CA Transil 二極管進行測試。該二極管將鉗位電壓的峰值限製在極低的水平（430 V），這一點尤為重要。在C階段，D1上的負電壓的絕對值是VT2和VDC之和。如果輸出直流電壓為325V，則D1上的最大負電壓為755V（在STBR6012-Y的允許範圍內）。較高的電壓Transil 或較低的功率Transil（1,5KE400CA 是1500 W Transil）將導致較高的鉗位電壓，從而導致向D1 施加較高的電壓。
T2 柵極和陰極之間連接的電阻用於分流Dz transil 二極管輸出的電流，以避免由於dV/dt 引起的雜散觸發。
基於變阻器的保護機製
如果不想讓晶閘管在電壓高於430V時導通，或者晶閘管被Transil觸發時，如果浪湧電流高於可控矽ITSM值，我們有一個解決方案，就是加裝整流橋在整流橋上。在輸入側，將Transil 二極管更改為電壓抑製器，例如金屬氧化物壓敏電阻（圖4 中的綠色虛線）。壓敏電阻放置在EMI濾波器之後，濾波器阻抗（特別是公共扼流圈的差分電感）可以限製壓敏電阻吸收的電流。
多個壓敏電阻並聯，可以更好地限製浪湧電壓，防止T2在施加90相位角的負浪湧電壓時導通（在施加270相位角的正浪湧電壓時T1導通）。
浪湧電壓耐受能力取決於壓敏電阻將浪湧電壓限製在T1/T2晶閘管的VDSM/VRSM和D1/D2二極管的VRRM以下的能力。 SCR整流器過流不再是問題。例如，通過將四個385 V 14 mm 金屬氧化物壓敏電阻(MOV) 與典型EMI 濾波器並聯，混合整流橋在浪湧電壓達到6 kV 時被限製在1100V，遠低於TN5050H 的擊穿電壓。 12WY VDSM的電壓和STBR6012-Y整流器的擊穿電壓。因此，該電路通常可以承受6 kV 浪湧。
綜上所述
為什麼選擇這種拓撲？
降低功率損耗、外觀尺寸，同時提高可靠性（與繼電器和無源限流器相比）。
采用新一代晶閘管和前端拓撲實現的穩健解決方案。
